怎么来实现腔体加载式圆极化波导缝隙天线设计？

来源：技术服务更新时间：2024-01-16 08:31:08点击次数：19次

[2]等众多领域。虽然近年来微带天线凭借其价格低、易于批量加工等优点大行其道[3]，然而随着通信

[2]等众多领域。虽然近年来微带天线凭借其价格低、易于批量加工等优点大行其道[3]，然而随着通信频段向更高频段发展，微带天线由于损耗高、功率容量低、热稳定度不高以及强度低等缺点，逐渐被波导缝隙天线]。圆极化天线在通信领域中的优势大多数表现在2个方面：① 收/发天线之间不存在由于指向不稳定引起的极化损失[5]；② 用于在接收机端减小由于多径效应引起的衰落[6]。目前，以波导缝隙结构实现圆极化的方式主要有在波导壁开“八”字缝[7]或“十”字缝[8]、寄生倾斜振子[9]和加载圆极化腔[10]等3种，其中第1种实现方式中各缝之间间隔一个波导波长，天线口径效率较低且副瓣较大；加载寄生振子的方式在应用于较高频段时工程实现的难度较大；第3种方式以在波导缝隙天线上方加载旋转腔体的方式实现圆极化辐射，具有易于组成阵列结构和实现幅度控制进行波束赋形的优点。

本文设计实现了一种工作于X波段具有1×10个单元的圆极化波导缝隙天线，其辐射缝采用波导宽边开纵缝的结构，馈电方式选用馈电波导中心开倾斜缝的形式，圆极化性能由具有一定旋转角度的矩形腔体实现。该天线驻波、轴比相对独立可调，具有极化性能好、易于一体化加工等优点。

波导缝隙天线常采用宽边开纵向偏置缝和窄边开倾斜缝这2种具有不一样极化方式的形式。波导宽边上的纵向缝使波导内表面处的横向

向缝隙两端分流，引起纵向电流突变，因此纵缝等效于传输线]。波导缝隙天线管壁电流分布示意图如图1所示。

当纵缝工作在谐振状态，等效导纳中的电纳为零，归一化电导值可以表示为[12]：

式中，g和x分别为缝隙的等效归一化电导和其距波导宽边中线的距离；a和b分别为波导的宽边和窄边尺寸；λ和λg分别为工作波长和波导波长。对于由多根缝隙组成阵列结构，当从波导终端馈电时，只有满足式(2)才可以做到匹配的目的：

向表面电流呈余弦分布，在偏离波导宽边中线越远的位置处，表面电流的强度越大。因为纵缝可以等效为传输线上的并联导纳，所以各缝处的等效电压相同，由g=I/V可知，偏离波导中线越远的缝隙其等效电导也就越大。当一根辐射波导由多个缝隙组成时，在满足式(2)的匹配条件下，缝隙的数目N越多，每个缝隙的等效电导g就越小，其在波导上的位置x就越靠近中线)求导可得：

就越小，这表明相同的Δx变化所引起的ΔJsx较小，也即是对缝的等效导纳影响较小。所以，在满足匹配条件下，缝隙偏离中线的距离越大，由频率变化引起的导纳变化就越小，相应的缝隙对于频率变化的阻抗带宽也就越大。图2中展示了这种变化趋势：随着缝隙数目N的增加，为满足匹配条件，单个缝隙的导纳值就越小，其距中线的距离也就越小，缝隙天线的阻抗带宽也越小。

腔体加载式圆极化波导缝隙天线腔体加载式圆极化波导缝隙天线层结构组成：宽边纵缝结构的波导缝隙天线、加载其上的矩形圆极化腔和给缝隙天线馈电的中线开倾斜缝的

由式(5)可知，2种模式的电磁波传播一定的距离H后，在极化腔的端面处能够很好的满足相差Δφ=90°的条件。从图4能够准确的看出，在一定的长宽比L/W下，2种模式的相差Δφ与H基本上呈线种模式相差的影响

受圆极化腔体的尺寸和旋向限制，辐射缝隙偏离天线 mm，由分析可知，较小的偏置量将导致较窄的阻抗带宽。天线所示，由于加工误差的原因，中心频率偏离设计值30 MHz，VSWR

暗室中完成远场方向图的测量，方位面φ=0°和φ=90°上的天线所示，天线 dB。天线轴比的仿线所示，在主辐射方向上(θ=0°)轴比优于1 dB，在φ=0°面上轴比小于3 dB的角度范围约为±60°，在φ=90°面上轴比小于3 dB的角度范围约为±20°。由于测试场地的局限和数据后处理的原因，从图8和图9中能够准确的看出，与仿真结果相比，测试数据在偏离主辐射方向时出现了较多的波纹抖动，但整体变化趋势与仿真结果相吻合，测试数据与仿真结果取得了较好的一致性，这也验证了该型天线整体的设计合理性。

本文设计了一种工作于X频段、通过加载腔体实现圆极化辐射的波导缝隙天线，分析了波导缝隙天线阻抗带宽与缝隙偏置距离的关系以及极化腔实现圆极化辐射的原理。该形式天线的优点是设计思路明确、结构较为简单，且阻抗特性和圆极化特性相对独立，二者的相互影响较小，降低了设计调谐的工作量。但存在的缺点是由于极化腔口径的限制，天线的阻抗带宽较窄，这使其在工程上的应用场景范围受到限制，所以后续工作中对该天线形式的改进重点应放在对极化腔的结构改进上，使其在圆极化性能不受太大影响的情况下能给缝隙留出足够的调谐空间。